1 引言
隨著交流調速的發展，svpwm調制方式越來越受到重視，它與傳統的正弦脈沖調制相比，具有更高的調制范圍，易于實現數字化，電流諧波分量小，并能夠有效減少轉矩脈動[1]，電壓空間矢量脈寬調制技術就是在正弦波中注入適當的零序信號的非正弦調制技術。
針對svpwm逆變器對高速、實時、可靠的要求，本文就仿真與實驗兩方面對其進行了研究。首先用matlab/simulik空間電壓矢量調制方式進行了仿真建模分析，給出了仿真結果。然后通過實驗，采用德州儀器(ti)公司的產品tms320lf2407a電機數字芯片，結合硬件和軟件兩種方式實現svpwm，并進行了對比研究，驗證了理論分析的結論。
2 svpwm的基本原理
電壓空間矢量調制法是將逆變器和電動機看作一個整體，以三相對稱正弦波供電時交流電機的理想磁通圓為基準，用逆變器不同的開關模式產生的實際磁通，去逼近基準磁通，從而達到較高的控制性能。典型的電壓型逆變器結圖，見圖1。利用這種逆變器功率開關管的開關狀態和順序組合，以及開關時間的調制，以保證電壓空間矢量圓形運行軌跡為目標，就可以產生諧波較少的、且直流電源電壓利用率較高的輸出[2]。
ub:電池電壓;c:電容;t1-t6:場效應管;
o點:電機繞組中性點。
圖1 三相電壓源逆變器開關圖
根據逆變器各橋臂開關狀態的不同，可得到8個基本電壓矢量，包括6個非零電壓矢量和2個零電壓矢量。假設“1”代表上橋臂導通，“0”代表下橋臂導通，則一共有8種開關模式，分別為:u0(000)，u1(100)，u2(110)，u3(010)，u4(011)，u5(001)，u6(101)，u7(111)，如圖2所示。
在(d，q)坐標系中，輸出的三相線電壓可以用下面的等式表示:
(1)
上式中，uao，ubo，uco表示3個輸出的相電壓，ud，ua是空間矢量分解得到的子軸分量。
電壓空間矢量法即是通過選取同一扇區中相鄰兩個非零矢量和適當的零矢量來合成一個等效的空間旋轉電壓矢量uref，調控uref的頻率、幅值和相位，即可實現逆變器輸出電壓頻率、幅值和相位的控制。
以第ⅰ扇區為例，參考電壓矢量 uref位于被基本空間矢量u2、u6所包圍的扇區中，因此uref可以用u2、u6兩個矢量來表示。，由平均值等效原理[3]有如下等式:
(2)
按照平行四邊形原理可得:
(3)
上式中θ為參考矢量與該扇區第一矢量的夾角;t為開關周期;t4為基本空間矢量u4的作用時間;t6為基本空間矢量u6的作用時間;t0為零矢量的作用時間;k為幅值調制系數。為保證平均值等效原理的有效性，應滿足t4＋t6≤t0。關于零矢量的選擇原則，應使得開關狀態變化盡可能少，以降低開關損耗。
uref:參考電壓矢量;
θ:參考矢量與該扇區第一矢量的夾角;
圖2 電壓空間矢量圖
3 svpwm仿真模型的建立
svpwm算法實現主要考慮每個pwm周期中選擇的基本電壓矢量的組合順序和作用時間。分以下幾個步驟進行討論，以下各式都經過歸一化處理。
3.1 確定參考矢量uref所在扇區
矢量uref的(d，q)軸分量ud,uq來表示矢量本身，則可以把3個參考矢量u1,u2,u3用ud,uq來表示，其關系式如下:
(4)
定義3個變量a，b，c。如果u1>0，則a=1，否則a＝0;如果u2>0，則b=1，否則b=0;如果u3>0，則c=1，否則c=0。設d＝a＋2b＋4c，則d與扇區的對應關系如表1所示。
在matlab/simubbbb中建立扇區判斷模型，如圖3所示。
圖3 確定扇區圖
3.2 確定相鄰兩矢量作用時間t1、t2
作如下假設:
(5)
則各扇區相鄰兩矢量作用時間如表2所示:
在matlab/simubbbb中建立t1、t2賦值模型，如圖4所示。
圖4 t1、t2賦值圖
3.3 確定矢量切換點
為計算空間矢量切換點ta、tb、tc，作如下假設:
(6)
則矢量切換點ta、tb、tc與扇區對應關系如表3所示。
4 svpwm的實現
tms320lf2407a芯片是美國ti公司開發的專門用于電機數字控制的dsp芯片，它有強大快速的運算能力，非常靈活的指令系統，能夠很好的達到控制精度，并且內部集成了三相pwm波形發生器[4]，通過硬件與軟件兩種方式可以產生任意頻率的svpwm波。
4.1 硬件開關模塊實現
可增/減計數器在控制寄存器和周期寄存器作用下，不斷地與比較寄存器比較，產生比較匹配。然后在空間矢量狀態機的作用下，最終獲得pwm的六路波形輸出。
為完成一個空間矢量pwm周期，每個ev模塊的空間矢量pwm硬件工作如下:周期一開始，將起始矢量及開關方向裝入到actr寄存器中;把t1/2和t1/2 ＋t2/2分別裝入比較寄存器cmpr1和cmpr2;在增計數期間，在t1/2時刻發生第一次比較匹配，相應引腳上的電平翻轉。在t1/2 ＋t2/2時刻發生第二次比較匹配相應引腳上的電平再次翻轉。在減計數期間，與前半周期對稱輸出。于是生成的空間矢量pwm波形是關于每個pwm周期中心對稱的。
在第ⅱ扇區，開關順序可表示為 u6、u2、u0、u2、u6，在第ⅱ扇區，其開關順序見圖5。
4.2 軟件開關模塊實現
根據svpwm優化開關選擇原則，從一個開關向量轉換到另一個開關向量，只能有一個橋臂的開關狀態發生變化。以第ⅱ扇區為例，開關順序可表示為u0、u2、u6、u7、u6、u2、u0。如圖6所示。
圖5 硬件方案在第ⅱ扇區內的開關順序
圖6 軟件方案在第ⅱ扇區內的開關順序
在第ⅱ扇區，軟件實現空間矢量pwm工作如下:開關周期t/2存放在周期寄存器內，與a相橋臂對應的比較寄存器存放的開關時刻為t0/4＋t1/2，與b相橋臂對應的比較寄存器存放的開關時刻為t0/4，與c相橋臂對應的比較寄存器存放的開關時刻為t0/4＋t1/2 ＋t2/2 。計數器工作在增減計數狀態，從零開始增計數，當其內容等于比較寄存器內容時，發生比較匹配，相應引腳上的電平翻轉。當計數器內容達到周期寄存器內容時，開始減計數，直到計數器內容再次等于比較寄存器內容時，發生第二次比較匹配，相應引腳上的電平再次翻轉，完成一個開關周期的波形變化。
4.3 兩種開關模式的比較
硬件方案中，在整個pwm周期，總有一個橋臂開關狀態保持不變，開關次數少，這樣減少了開關損耗。但加入死區后會影響pwm的輸出，造成在逆變器輸出的線電壓上產出一定的諧波。
軟件方案的開關次數比硬件多，插入死區的次數也相應增多，因此形成更多的偏差電壓[5]。在低頻時，死區的影響會越來越大，使得實際輸出基波電壓的幅值比理想的輸出有所減少。
4.4 系統總體框架結構圖
系統由主回路和控制回路組成，見圖7。
圖7 系統總體框架結構圖
4.5 控制系統軟件實現
主程序模塊的任務主要由系統初始化、電機定子端物理量的測量以及其他輔助功能三大部分組成，見圖8。
圖8 主程序流程圖
5 仿真與實驗結果
5.1 仿真結果
仿真用電機參數為:三相鼠籠電機，星型接法;額定電壓72v; 額定功率5kw;額定轉速2400r/min;極對數2;定子電阻:0.087ω; 定子電感:0.0008h; 轉子電阻:0.228ω; 轉子電感:0.0008h; 定轉子間互感:0.0347mh;轉動慣量: 1.662kg.m2，采用空間電壓矢量調制方式，仿真結果如圖9所示。
圖9 轉矩仿真結果圖
在t＝0.7s時，給電機施加一個 t＝50n.m的恒定負載,在t＝0.9s時，也就是經過0.2s的時間，轉矩達到給定的50n.m。從圖9可以看出，硬件方案實現的svpwm具有轉拒脈動小、控制精度高的特點。
5.2 實驗結果
本實驗選用ti公司的tms320lf2 407a芯片，功率逆變電路采用智能ipm功率模塊，型號為三菱系列pm600hsa120，實驗電機參數為:額定功率250w，電流0.82a，額定電壓380v，轉速1400r/min，功率因素0.69。基波頻率10hz，采樣周期為100μs。實驗波形如圖10與圖11所示。
圖10 軟件件方案的相電流波形
圖11 硬件方案的相電流波形
通過以上實驗結果可以看出，在低頻時，硬件方案實現的電流波形基波幅值高于軟件方案實現的電流波形基波幅值，但卻有較大的諧波分量。
6 結束語
本文研究了tms320lf2407a實現svpwm的軟硬件方法，并結合仿真說明了以下結論:
(1)svpwm的硬件實現方法最大限度地減少了開關損耗，提高了直流電壓利用率。軟件實現方法有效地改善pwm諧波特性，使諧波更小。
(2)驗證了svpwm的正確性，說明了該系統控制精度高，具有良好的動、靜態特性。
：鞏經理
：13915946763
：南京塞姆泵業有限公司
