1 引言
到目前為止，具有輸入功率因數校正(pfc)能力的單相有源ac-dc變換器已經發展得非常成熟，并且成功地應用到許多領域當中。不僅能夠獲得非常高的輸入功率因數，而且能夠提供高質量的直流輸出電壓。這些非常有利于提高電源的利用率，減輕電力諧波電流污染，而且有利于后級變換器的穩定工作，提高生產質量。
針對功率因數校正技術，取得如下的成績：
(1) 已經出現了幾種基本的控制原理，如傳統pfc原理、跟隨pfc原理和單周期控制pfc原理；
(2) 出現了大量的電路拓撲和多種工作模式，包括單級變換和多級變換、有橋pfc電路和無橋pfc電路、三種導通模式(斷續dcm、臨界crm和連續ccm)、兩種電流檢測方式(平均電流和峰值電流)；
(3) 出現了多種模擬控制芯片，如uc3854an/bn、l4981a/b、ncp1653d、ir1150、ucc28019、tda1688、ucc3818、l6562(固定開通時間)和l6563(固定關斷時間)等等；
(4) 許多控制策略都已經應用到pfc的數字控制當中，如自適應控制、d-s控制、模糊控制、遺傳控制、內模控制、神經網絡控制和預測控制；
(5) 為了有效地降低emi水平，開關頻率調制技術已經應用到pfc中，包括雙隨機調制、單隨機調制和正弦半波調制等；
(6) 單機pfc的功率高達6kw以上，pfc并聯功率可以達到12kw；
(7) 由模擬pfc控制技術逐漸向數字pfc控制發展，單機pfc的功率也高達6kw以上
(8) 高效率的部分pfc逐漸大量使用，在小功率應用場合和一些特殊的高頻電源應用中無源pfc仍然得到應用；
(9) 單相有源pfc的輸出功率有增加的趨勢，適用的標準包括iec61000-3-2和iec61000-3-12，后者增加了部分權重諧波畸變率(pwhd)和短路比等概念，處理與計算更加復雜。一些pfc的控制原理本身也具有一定的emi抑制能力。
本文基于uc3854bn、ncp1653d和ir1150d分別對傳統pfc技術、跟隨pfc技術和單周期pfc技術進行描述，最后介紹一種基于l4981b的輸入功率6.6kw的單相pfc技術。
2 輸出電壓恒定的傳統升壓有源pfc
傳統的升壓單相ac-dc變換器，即單相有源pfc的拓撲，見圖1。其工作原理的實質是：在每個開關周期中，借助功率開關s1有規律的通斷，通過整流橋將電源vac短路，使得電感l1不斷地儲存能量，并且將全部儲能或者部分儲能釋放到負載側的直流電解電容，目標是獲得與電源電壓同步的正弦輸入電流波形和穩定的直流輸出電壓。
圖1 單相有橋升壓pfc拓撲
圖2 傳統升壓有源pfc控制原理
對于期望輸出電壓恒定的傳統升壓有源pfc，其控制原理框圖見圖2，實現電路見圖3，主要包含一個乘法器、一個電壓閉環和一個電流閉環。乘法器負責將電壓誤差放大器輸出、輸入電壓參考波形(正弦半波)與電源電壓有效值平方的倒數相乘，得到綜合的電流參考信號。電源電壓有效值平方的倒數可以用來調節輸入電壓范圍，以滿足寬范圍電壓供電的要求，如85vac~275vac。電壓閉環負責將給定電壓與實際電壓進行誤差放大和低通濾波或pi調節，目標是維持輸出電壓穩定。電流閉環負責將電流參考信號與實際檢測電流信號相比較后進行pi調節，并產生最終控制信號，并與三角載波比較后得到實際pwm信號，驅動功率開關s1。pfc控制器uc3854bn采用了這種控制原理，uc3854bn片內原理見圖4，基于uc3854bn的有源pfc功率電路和控制電路見圖5。
圖3 輸出電壓恒定的傳統升壓有源pfc的電路
圖4 pfc控制器uc3854bn片內原理
圖5 基于uc3854bn的有源pfc功率電路和控制電路
3 輸出電壓跟隨的升壓有源pfc
輸出電壓跟隨的升壓有源pfc可以工作在恒定輸出電壓或跟隨升壓模式，跟隨升壓模式可以大大減少升壓電感和功率器件的容量，輸出電壓不能設定在恒定水平，而是依賴于輸入電壓的有效值或負載大小，其工作原理見圖6。輸出電壓反饋調節器控制pfc的工作狀態。其中iref為一電流參考量，它與rfb共同決定了pfc的最大輸出電壓。當輸出電壓的反饋量ifb小于96%iref時，調節器輸出一個恒定的值icontrol，此時pfc工作在電壓跟隨狀態；當ifb介于96%iref與iref之間時，調節器的輸出隨著iref的增大逐漸減小到零，pfc工作在恒定輸出狀態；當ifb大于iref時調節器的輸出為零時，pfc停止工作。電感電流 經過檢測，得到與其平均值成正比的is，vs為整流后的輸入電壓vin(一個周期內為雙半波正弦)的檢測值。is、vs以及icontrol一起送入調制器m2得到調制信號vm，vm與鋸齒波vramp疊加以后與參考電壓vref進行比較，產生pwm波，見圖7。調制信號vm的波形與vin的波形相同，從而控制電感電流il跟蹤整流電壓vin的波形。pfc控制器ncp1653d采用了這種控制原理，ncp1653d片內原理見圖8，基于ncp1653d的有源pfc功率電路和控制電路見圖9。
圖6 跟隨式pfc變換器的控制原理圖
圖7 pwm波產生原理
圖8 基于ncp1653的有源pfc功率電路與控制電路
圖9 ncp1653d的內部原理和外部控制電路
4 單周期控制的升壓有源pfc
與傳統pfc的工作原理有所不同，單周期控制(occ)的升壓有源pfc的工作原理見圖10和11。根據功率因數定義，要實現單位輸入功率因數必須滿足 ，其中rin為變換器的輸入阻抗。如果在每一個開關周期內rin等效成一個純電阻，則輸入功率因數為1。在一個開關周期之內，變換器的輸入與輸出的關系為udc=rin(1-d)，令um=udcrs/re，其中rs為分流電阻，其壓降代表pfc電感的電流。由以上三式可得，rsiin=umuac/udc。當輸出濾波電容容量足夠大時，udc可視為常數。在一個開關周期之內，可將uin視為常數，因此iac總是跟隨uin，從而rin等效為一個電阻，因此設定控制目標為 um-imrs=dum即可以達到目的。pfc控制器ir1150d采用了這種控制原理，ir1150d片內原理見圖12，基于ir1150d的有源pfc功率電路和控制電路見圖13。
圖10 升壓dc-dc變換器的occ控制原理
圖11 pfc的occ控制原理
圖12 ir1150d片內原理
[NextPage]
圖13 基于ir1150d的有源pfc功率電路和控制電路
5 基于l4981b的有源pfc設計
l4981b是st公司專門為升壓有源pfc設計的核心控制芯片，采用ccm與平均電流檢測方式和電壓電流雙閉環調節。l4981b的開關頻率可達200khz，驅動電流可達2a，適應通用單相電源電壓范圍85~275vac，具有欠壓閉鎖、過壓保護、過流保護、調制開關頻率與上電軟啟動等功能，而且占空比調節范圍寬。
采用l4981a/b設計的有源pfc控制器，可以獲得非常好的校正效果，支持輸出功率達到6.0kw以上，交越失真非常小，輸入電流thd小，輸出電壓紋波低，而且l4981b還具有開關頻率調制功能，這一點有利于降低有源pfc環節引起的高頻傳導emi，簡化輸入emi濾波器的設計。
l4981b的內部結構見圖14，采用的單相有源pfc的功率電路見圖15，圖15中不包括突波電流限制器、開關電源、emi濾波器等電路。基于l4981b的有源pfc控制電路見圖16，其中包括輸出電壓與輸入電流雙閉環控制。下面只給出功率電路拓撲與參數確定方法。
圖14 l4981b片內原理
圖15 大功率單相有源pfc功率電路
圖16 基于l4981b的有源pfc控制電路
輸入功率按照6.6kw，系統總效率不低于90.0%，在85vac～275vac范圍內最大輸入電流均限定為30a，設定輸出直流電壓平均值為335vdc或365vdc，最大紋波電壓峰峰值定為20vdc。
6 功率電路元件參數的設計
6.1 分流電阻
分流電阻(檢流電阻)為電流反饋環和過流保護電路提供電流信息，選擇依據是在滿足足夠信噪比條件下減少它的阻值和功耗，而且應該無感。可以采用水泥電阻或高精度的金屬膜電阻(并聯)。分流電阻的電流有效值等于電感的電流有效值，略小于電網電流的有效值。采用兩只無感水泥檢流電阻0.015/5w并聯，最大輸入電流時損耗為6.75w，低于設計10w。
6.2 單相整流橋
可以采用標準的慢恢復低成本的整流橋，根據負載功率大小確定它的參數，主要包括輸入電流有效值和熱學數據，可以與其他功率器件共用散熱器。采用兩只s25vb/600v或d25vb/600v等扁橋并聯，也可以采用單相35a/600v整流橋或35a/800v三相整流橋。
6.3 升壓電感
電感設計考慮事項：
(1) 輸入最低電壓，初步選擇150 vac；
(2) 允許的紋波電流大小，在連續導通模式下，可以接受的紋波系數 范圍為10%～35%，選擇20%；
(3) 功率開關的開關頻率大小，選擇16khz或35khz；
(4) 最大輸出功率。最小輸入電壓時系統效率最低，認為90%。確定選擇硅鋼電感，交流頻率1khz時電感量1.40mh，交流紋波頻率16khz時電感量0.50mh，交流紋波頻率20khz時電感量0.45mh，直流電阻28.3mh，鋁線線徑2.6mm，25khz/150°c時集膚深度大致為0.4mm，最大載流量25a。
6.4 鋁線磁芯硅鋼pfc電感發熱的因素分析
(1) 鋁耗。一般情況下，20℃時鋁線的電阻率26.548 nωm，為銅線的1.582倍左右。相對20℃時鋁線的電阻率0.00429℃-1，為銅線的1.092倍左右。直流電阻僅為21mw之間。20℃與電流20arms時鋁耗為10w左右；集膚深度：25khz時穿入深度 0.4mm左右，有效導電截面為僅為原截面積的1/2左右。當溫度高達150℃高溫時，由于電阻率的增加，集膚深度降低，電阻增加。因此硅鋼電感的鋁耗保守估計為25w；
(2) 磁滯損耗。頻率越高，損耗越大。磁感應擺幅越大，損耗越大。電源半個周期內磁化磁芯材料損耗的能量為v(a1-a2)，體積越大損耗越大。體積越大損耗越大，并不利于散熱。紋波電流較大時，磁芯磁滯損耗有所增加；
(3) 渦流損耗。磁芯材料的電阻率不是無窮大，感應電壓產生的電阻損耗。渦流損耗與磁通變化率成正比。頻率提高是通過磁通變化率提高而影響物流損耗。渦流引起磁芯的集膚效應，使得內部磁芯得不到利用。紋波電流較大時，磁芯渦流損耗有所增加。紋波電流較大時，磁芯集膚效應嚴重；
(4) 剩余損耗。磁化弛豫效應或磁性滯后效應引起的損耗，時間滯后效應；
(5) 鄰近效應損耗。低頻和遠距離時忽略。
6.5 硅鋼電感設計的pfc時應考慮因素
綜合以上，硅鋼電感設計的pfc時應考慮以下因素：
(1) 選擇合適類型的硅鋼，硅鋼片的厚度，越薄渦流損耗越小，但是成本增加；
(2) 硅鋼電感應增加減震墊片，抑制可聽噪聲；
(3) 繞線材料可以選擇銅或鋁，后者成本低，但是電阻率和溫度系數較大，工藝允許時最好采用多股細線并繞繞線方式；
(4) 電感電流的主要成份為100hz的基波正弦半波，構成i象限最大的滯環，決定了磁滯損耗的主要部分，無法根本消除；
(5) 電感電流紋波成份決定磁滯回線上小的滯環，滯環數量等于一個基波正弦半波內的開關次數，也會產生可觀的額外磁滯損耗；
(6) 期望輸出直流平均電壓低時電感的紋波電流變化率較低，引起的磁通變化率下降，因此輸出直流電壓應適當減低，直流紋波峰峰值不能過高，否則會出現自然整流現象，有必要采用電壓跟隨pfc方案，數字pfc便于多種基本pfc技術的綜合；
(7) igbt的開關頻率高低并非直接決定各項損耗，只有電網頻率2倍頻和磁感的變化范圍才是決定性因素；
(8) 磁芯體積應計算合適，否則損耗與體積成正比；
(9) 做好散熱處理。
6.6 輸入濾波電容
在igbt開通時間內，輸入濾波電容cin需要承受輸入瞬態電壓vlt以及疊加的電壓紋波，最壞的條件是額定的輸入電壓最小時vlrms(min)，最大高頻紋波電壓系數r=δvl/vl，r=0.02～0.08。為了防止電流畸變，cin應該有最大值限制。cin選擇公式為：fsw=16khz，kr=0.2，r=0.05，cin≥krirms/2π×fsw×r ×vlrms(min)=30×0.2/2π16k×0.05×150=8.0μf ，實際選擇3.3mf。
6.7 輸出直流電解電容
輸出直流電解電容的大小選擇主要依據影響濾波器性能的電氣參數和依據后級的應用對象。考慮的參數主要包括dc輸出電壓與過壓、輸出功率和電壓紋波大小。電容紋波電流有效值
，io為負載電流，則輸出電壓紋波應該為
，其中δvo紋波電壓的幅值，并非峰峰值，co為直流電容的容量，esr為電容的等效串聯電阻，應該考慮多個電容串并聯后的esr。
esr較低時直流電容的計算公式為
實際取電解電容容量為6×470μf。
6.8 功率開關的開關頻率選擇
由于大電流高電壓(30a/600v/100℃)mosfet的產品種類較少，可能的條件下需要采用并聯工作，需要考慮均流設計；另外，單管igbt的電壓電流等級很多，生產廠家較多，新一代的igbt的導通損耗與開關損耗都能夠滿足要求，而且可行的開關速度可以超過120khz，因此選擇單管igbt代替并聯mosfet。為降低開關損耗、降低可聽噪聲和增加可靠性，又能保證功率因數校正效果，可以選擇開關頻率fsw=16khz或25khz左右。
6.9 igbt容量選擇方法
選擇依據：升壓電壓，傳遞的功率。損耗的兩種主要因素：導通損耗，開關損耗。其中導通損耗計算公式
；開關損耗計算公式：容性損耗
，切換損耗pcrossover≈vo.ims.tcr.fsw+prec，coss為輸出電容或漏電容，cext為外部布線分布(寄生)電容，tcr為切換時間(crossover)，prec為二極管反向恢復時間引起的損耗。為了減少切換損耗應該為igbt增設合適的rcd緩沖器。
igbt允許的安全的上限開關頻率的確定方法：fmsx=min(fmax1+fmax2)， fmax1=0.05/(td(off)+td(on))，fmax2=(pd-pc)/eoff+eon2，其中pd為允許的耗散功率，pd=(tjm-tc)/rθjc，導通與開關損耗不可以大于pd；pc為導通損耗；eoff為關斷損耗的積分值；eon2為開通損耗的積分值。基于以上考慮，選擇igbt的型號stg80n60ufd(40a/600v/100℃)或sgl160n60uf(80a/600v/100℃)。
6.10 反向快速恢復二極管
反向快速恢復二極管(frd)選擇依據：承受的重復峰值反向擊穿電壓、平均正向電流、反向恢復時間和熱考慮。為減少功率開關的損耗，它的反向恢復時間應該越短越好。總損耗可以分為兩個部分：導通損耗和開關損耗：當選擇超快恢復二極管或碳化硅二極管時，開關損耗可以忽略不計。因為iout=pout/vout，
，則導通損耗計算公式為pcond=vtoiout+ i2drmsrd，其中vto為二極管閾值電壓，rd為二極管差分(差動，微分)電阻。基于以上，選擇isl9r3060g2(30a/600v/120℃/35ns)。
6.11 開關電源設計
pfc控制器l4981b需要一路+15v左右的直流電源，可以設計專用的包含一路+15v輸出的開關電源或利用viper22設計簡單的開關電源。
6.12 散熱器選擇
集中考慮pfc的整流器、igbt與二極管的整體散熱問題，采用一個散熱器。
7 基于l4981b的有源pfc實驗
基于以上計算數據和單相pfc的功率電路和控制電路，在實驗室實現了開關頻率在15.0khz～16.0khz、輸入功率高達6.6kw的升壓有源pfc功率模塊和實驗平臺，實驗效果良好。在輸入電流30a以下的電流范圍內，電流波形正弦度很高，諧波成份含量低，而且滿足iec61000-3-2標準(相電流大于16a且小于等于75a時應該適用iec61000-3-12)。實驗對空載輸出電壓365v和335v兩種情況都進行了實驗測試，下面實驗結果涉及335v情況。市電220vac電源供電條件下，輸入電流5.66a時直流電壓平均值為336.4v，紋波電壓峰峰值為5.0v，輸入電流11.92a時直流電壓平均值為331.4v，紋波電壓峰峰值為10.0v，輸入電流20.54a時直流電壓平均值為328.5v，紋波電壓峰峰值為15.2v，輸入電流30.0a時直流電壓平均值為328.5v，紋波電壓峰峰值為19.5v。圖17～圖20為一組不同輸出功率時輸入電壓與輸入電流波形，可見有源pfc電路的校正效果良好。重載4小時室溫實驗測試結果顯示出，自然散熱條件下硅鋼pfc電感的溫升較高，輸入電流20a時最大溫升達到120℃，為了防止硅鋼電感絕緣老化擊穿，必須限制繞組最大工作溫度低于上限溫度50℃。輸出空載電壓365v情況下的輸入與輸出指標，見表2。
圖17 輸入功率0.77kw時輸入電壓與輸入電流波形
圖18 輸入功率2.38kw時輸入電壓與輸入電流波形
圖19 輸入功率4.36kw時輸入電壓與輸入電流波形
圖20 輸入功率6.0kw時輸入電壓與輸入電流波形
8 結束語
簡要地介紹了單相有源pfc的發展現狀，簡述了三種主要pfc控制原理，包括采用乘法器的傳統的pfc、單周期控制(occ)pfc和電壓跟隨pfc，并給出基于模擬芯片l4981b的輸入功率高達6.6kw單相pfc技術，并給出部分實驗結果，可以作為大功率單相pfc設計的參考。
作者簡介
楊喜軍(1969-)男 現為上海交通大學電氣工程系副教授，研究方向為電力電子與電力傳動。
參考文獻
[1] iec 61000-3-2: 1995, electromagnetic compatibility part3: limits-set.2: limits for harmonic current emission (equipment bbbbb current≤16a per phase).
[2] iec 61000-3-12: 2005 “electromagnetic compatibility (emc) part3-2: limits-limits for harmonic currents produced by equipment connected to public low-voltage systems with bbbbb current > 16 a and ￡75 a per phase”.
[3] 電能質量公用電網諧波. 中華人民共和國國家標準, gb/t14549－93：北京，中國標準出版社，1994.
[4] 低壓電氣及電子設備發出的諧波電流限值(設備每相輸入電流￡16a). 中華人民共和國國家標準, gb 17625. 1-1998, eqv iec 61000-2-3: 1995，國家質量技術監督局, 1998年12月14日發布, 1998年12月01日發布.
[5] 家用和類似用途電動、電熱器具、電動根據以及類似電氣無線電干擾特性測量方法和允許值.中華人民共和國國家標準，gb4343-1995.
[6] 楊興華. 新型部分有源功率因數校正電路的分析與實現. 電氣應用, 2007,26(7): 54～57.
[7] bhim singh, brij n. singh，ambrish chandra，kamal al-haddad，ashish pandey，dwarka p. kothari. a review of single-phase improved power quality ac–dc converters. ieee trans. on industrial electronics, vol. 50, no. 5: 962-980, october 2003.
[8] oscar garcía, josé a. cobos, roberto prieto, pedro alou, javier uceda. single phase power factor correction: a survey. ieee trans. on power electronics, vol. 18, no. 3: 749-755, may 2003.
[9] mohamed orabi, tamotsu ninomiya, yoji imai and hidefumi nakagorne. review of preregulator ccm boost pfc converter dynamics limits. 2004 35rh annul ieee power electronics specialists conference. pp: 2314-2319, aochen. germany, 2004.
[10] garcia, la. cobos, r. prieto, j. uceda. power factor correction: a survey. pp:8-13, 2001.
[11] praveen jain, jim valerio and pankaj jain. a review of single phase power factor correction circuits for bbbecommunication applications. pp: 334-338, 1994.
[12] chongming qiao, keyue ma smedley. a topology survey of single-stage power factor corrector with a boost type bbbbb-current-shaper. ieee trans. on power electronics, vol. 16, no. 3, may 2001. pp: 360-368.
[13] j. sebastian m, .jaureguizar and j. uceda. an overview of power factor correction in single-phase off-line power supply systems. 1994 ieee, pp: 1688-1693.
[14] javier sebastian y miguel jaureguizar. tendencias futuras en la correccldn del factor de potencia en sistemas de alimentacion. 1993 ieee, 136-153.
[15] milan m. jovanovic′, yungtaek jang. state-of-the-art, single-phase, active power-factor-correction techniques for high-power applications-an overview. ieee trans. on industrial electronics, vol. 52, no. 3, june 2005. pp: 701-708.
[16] st. a 500w high power factor with the l4981a continuous mode ic. application note，an827/1297,1997.
[17] g. comandatore and u. moriconi. designing a high power factor switching preregulator with the l4981 continuous mode. sgs-thomson microelectronics, inc. application note 628.
：鞏經理
：13915946763
：南京塞姆泵業有限公司
