1 引言
針對目前電力機車上一些諸如繼電器等一些開關設備，為了保證它在規定的電壓狀況下能夠準確吸合，在正式應用之前必須要進行校核。本系統由于電壓可調范圍寬且上升均勻平穩，基本可以對各種類型的開關設備進行校核，同時本系統還可作為一些低壓的中小型用電設備的供電電源使用，由于系統設計簡單，可靠性高，在實際應用中取得了很好的效果。
2 系統設計方案
系統設計中的主要技術指標為:輸入電壓單相交流220v，電源頻率50hz±5hz，電壓工作范圍220v±15％; 輸出直流額定電壓110v且從15v到150v均穩定可調，額定電流5a，電壓紋波系數5％。圖1為系統框圖。
圖1 系統框圖
2.1 主電路
該系統最大輸出功率為800w，考慮到系統應用的可靠性采用如圖2所示的全橋式電路拓撲結構。
圖2 主電路原理圖
(1) 具體方案
l 全橋電路必須保證同一橋臂上的兩個開關管不能直通，故必須采用反相驅動，要求控制電路給出兩路相位相差180°的pwm信號;
l 對全橋電路而言，每個開關管所承受的最高電壓就是輸入的最高直流電壓值，再考慮到系統開關頻率的要求，以此為據選取開關管的型號;
l 全橋式高頻變壓器的磁化特性曲線工作在一、三象限，它的磁通變化可以從-bm到+bm，屬于對稱式工作變壓器，在原邊繞組中串聯隔直電容 ，阻斷與不平衡的伏秒值成正比的直流分量，就可以平衡開關管每次不相等的伏秒值，有效的防止磁偏現象的發生;
l 主電路高頻功率器件采用mosfet，mosfet是用柵極電壓來控制漏極電流的，故其驅動電路簡單，所需的驅動功率小，無二次擊穿，而且開關速度快，工作頻率高，熱穩定性較好。
(2) 主變壓器的設計與繞制
在本系統中開關頻率為37.4khz，變壓器為手工繞制，選用ee65鐵氧體磁芯，其尺寸為(單位mm):寬×高×厚=65×31.2×25，舌厚=25，窗口寬度=43，由此可算出其它參數:中心柱有效截面積ae=1.965×2.5=5cm2，窗口的面積
，功率容量的估算值ap=ae×aq=28.75(cm4)，理論上的計算值:
所以選用ee65型鐵氧體磁芯是可以滿足設計功率要求的。
考慮到開關管的關斷特性并保證一對橋臂上的器件不會直通，系統的開關頻率調定為37.4khz,最小死區時間tdeadmin=1.2μs，最大導通時間tonmax=pwmax=12.1μs，pwmax為芯片輸出的最大脈沖寬度。
則初級繞組的匝數:
式中:
為輸入交流峰值;
次級繞組的匝數:
式中:vinmin為電網輸入的直流電壓最低值;
vop為整流濾波輸出電壓的脈沖幅度。
它需要綜合考慮輸出電壓的文波系數，濾波電感的直流壓降和整流器的輸出占空比。
通過不斷調試和改進發現，當np＝22匝，ns＝15匝時可得到較好的效果。為了加強原、副邊的耦合性，盡可能減小變壓器漏感，在繞制過程中將原、副邊繞組按如下方式繞制:原邊先單獨繞4匝，然后原、副邊繞組共繞15匝，最后原邊繞組再繞3匝。此種繞制方式在實際應用中取得了很好的效果。
(3) 驅動變壓器的繞制
選用ei22型鐵氧體磁芯，原、副邊匝比np:ns＝1:1，匝數均為30匝。繞制方法:第一層只繞原邊繞組15匝，第二層、第三層、第四層、第五層各為副邊的30匝，第六層續繞原邊剩余的15匝。
2.2 控制電路
(1) 3525a控制芯片簡介
3525a控制芯片的管腳及封裝如圖4所示。
有關其內部的結構功能圖詳見參考文獻[1]。芯片的工作原理為:誤差放大器的輸出與鋸齒波電壓在比較器中進行比較，從而在比較器的輸出端出現一個隨誤差放大器輸出電壓的高低而改變寬度的方波脈沖，將此脈沖經過一系列數字電路的處理便形成兩路相位相差180°的脈沖信號。
由鋸齒波產生電路可知上升和下降的斜率是可以通過改變電路參數來調整，即電容的沖放電的時間常數是可調的。在3525a芯片中，rt阻值決定了內部恒流源對ct的充電，而ct的放電則由rd決定。這樣就把充電和放電回路分開，有利于通過rd來調整最小死區時間tdeadmin，從而也調整了其它脈寬時的死區時間tdead。
芯片的振蕩頻率可近似表示為:
在維持rt固定不變的情況下，由頻率公式可以看到 fs與rd成反比變化。
在本系統中ct=2.2nf，rt=8.2kω，rd=120ω，則系統開關頻率據上式計算的理論值為fs=37.3khz，實測值fs=37.4khz，pwm周期t=26.7μs。
(2) 死區時間分析
上面提到了兩個時間參數tdead和tdeadmin:
l tdead是系統工作時一個開關管關斷到另一個開關管導通的時間間隔;
l tdeadmin是一個安全死區時間參數，它是基于開關管的物理開關特性來定義的，即要求開關管在 時間內完全關斷。由于tdeadmin的出現，必然導致輸出脈寬受限，最大輸出脈寬。顯而易見tdead與tdeadmin的關系為:tdeadmin≤tdead。
本系統中，在電容ct兩端可得到一個從0.96v到3.2v變化的鋸齒波，基于本系統開關頻率、在反饋電壓為1.6v時做出如圖3所示的pwm脈沖及死區時間的仿真分析。
由圖3可知，芯片的振蕩周期:
t = 2 ( tr + tf )
芯片輸出的脈沖寬度:
其中:tr為電容;
ct充電時間;
tf為電容;
ct放電時間;
pw為芯片輸出的脈沖寬度且pw≤pwmax，tdead為死區時間。在不變動rt的情況下，tr便為定值，當rd發生變化時，tf將隨之變化，從而引起t的變化，則在輸出相同脈寬的情況下tdead必然發生變化。這就是調整死區時間的基本原理。另外，從圖3中可以看到輸出的兩路脈沖相位相反而且間隔均等，這就很好的保證了變壓器的充磁平衡，防止磁偏的發生。
圖3 pwm脈沖及死區時間的仿真分析
(3) pi調節
圖4中的uf是經由電壓傳感器和運放環節處理過的電壓反饋信號，ug為連續可調的給定電壓信號，vref是芯片內部提供的5v參考電壓，dra和drb為兩路脈沖信號。此電路與主電路構成了一個完整的閉環系統。其中:
l u1a、r5、r2、c2構成了系統的pi環節，輸入輸出關系可用下式表示:
圖4 pi控制下的pwm出電路
l u1b、r10、r9、w2構成系統反饋深度調節環節，它決定了系統傳函框圖中的反饋系數k;
l 由于受到鋸齒波電壓的限制，輸入芯片的電壓值超過了某一個固定值之后便不能再影響輸出脈沖的寬度，為了保護芯片，調整 便可以限定進入芯片的最大電壓值。
設pi環節的傳函為g1(s)，3525a芯片的傳函為g2(s)，主電路的傳函為g3(s)。
則整個系統的傳函為
，系統的傳函框圖如圖5所示。
圖5 系統傳函框圖
在這里結合實際的調試經驗作兩點說明:
l 反饋系數k的設定需綜合考慮到ug的給定范圍，使得反饋值uf1能夠很好的跟蹤給定電壓ug，并且使輸出電壓均勻、平滑的上升;
l pi環節中的比例環節主要由r5決定，積分環節主要由c2決定。增大r5的值可以提高系統的動態響應特性和系統響應的幅值，但當r5超過了某個特定的值之后，整個閉環系統將趨于不穩定; 增大c2的值可以減小系統的超調量，但系統的響應速度將減慢，如果c2的值過小，將導致整個閉環系統不穩定。
(4) 限流和過流環節分析
l 圖6中電壓源限流環節的uif信號是經過電流傳感器和運放環節處理過的一個負的電壓信號，uif與v1的比較結果決定了系統是否進行限流操作。當電壓源正常工作時，圖中的晶體管n1工作在線性放大區，當發生限流時便工作在飽和區，這一點通過調整r7和r8的值便可實現。當限流發生時，此時控制電路中的電容c11的電壓值較低，導致輸出脈寬迅速變窄，輸出電壓回落，從而開始了一個輸出電壓被限定的動態穩定過程。基于本系統將限流值設定為5.3a時所得的一組實測數據為: 正常工作時c2的電壓值為4.85v，限流發生時為2.1v。
圖6 限流及保護電路
l 電壓源保護環節中的晶體管是工作在飽和區，作為數字開關管來使用。當信號error為高電平時，晶體管飽和導通，此時c11的電壓值被拉低，脈沖被封鎖，系統處于非工作狀態。
3 實驗與結論
所完成的電源裝置經測試和試用，證明性能良好。在輸入電壓有效值為165v~250v、輸出電壓為110v、輸出電流為5a時驅動變壓器輸出電壓、主變壓器的副邊輸出電壓、以及直流輸出的電壓波形如圖7所示。由驅動變壓器副邊波形可見，兩路相位相差180°的驅動信號是基本對稱的，而且由于變壓器漏感所造成的尖刺是不可避免存在的，但其幅值是很小的，不會影響開關管的使用壽命，如果進一步提高變壓器繞制工藝相信仍可以改善輸出波形。輸出的直流電壓波形無超調和振蕩，可以嚴格的保證系統達到設計要求。同時該設計為為3525a系列開關電源芯片的運用提供了很好的實例。
圖7 輸出電壓110v、電流5a時部分參數波形
：鞏經理
：13915946763
：南京塞姆泵業有限公司
