1 引言
越來越多的電機采用了功率電子變換器對其進行供電。這就使得電機的工作點諸如轉速、轉矩以及能量的消耗等可以得到控制。本文推導、陳述并比較了用于交流電機驅動的各種逆變器的設計方法以及電力電子器件的使用狀態。
圖1給出了兩種典型的交流電機驅動原理圖:左邊給出的是目前工業界廣泛使用的穩壓源供電驅動系統;相對應的右側給出的結構則多使用于電池供電的場合，象車載集裝箱升運機、汽車傳動系統的輔助驅動、啟動發電機等等。這兩種結構都可以用于驅動對稱或者不對稱電機m，其兩者都是工作在直流輸入電壓uz的場合。
左邊這個變換器的結構主要包含以下三個部分:三相整流器(也有單相的情況)d11…d16，其輸出的直流電壓與輸入交流電壓的幅值呈比例關系，在幾百伏左右。這個電壓等級也是后級大多采用igbt以及快速續流二極管的原因。由d1/t1…d6/t6組成的逆變器會給 提供其需要的三相交流電。在機器處于發電狀態的時候，逆變器可以將回饋能量回饋到直流母線端。為了防止直流母線端的電壓uz超過容性儲能器件的額定值，通常開通t7，由r7與t7將多余的能量釋放掉。t7被關斷后，d7就提供一個自然續流的回路。在整流器與斬波器以及斬波器和后面的逆變器之間都要分別加入濾波器或者電感，以優化其emc性能;與此同時，為了保證控制對象的性能、安全以及成本在整流器與斬波器、逆變器中或者逆變器和電機之間需要接入分流器或者傳感器。
右側給出的電池供電的驅動系統中，電池直接給直流母線uz提供能量。電動汽車中的電池電壓的典型值為12v、24v、48v或者80v，這個電壓足夠低使得mosfet尤其是溝道型的mosfet成為這里的首選。要注意的是其寄生二極管是可以使用的，尤其是在硬關斷的開關狀態的時候。在原理圖上，mosfet被表示成t1…t6，而其寄生二極管用d1…d6表示。在電機處于電動狀態的時候電池提供能量，在電機處于發電狀態的時候電池存儲回饋的能量。
圖1 兩種典型的交流電機驅動原理圖
2 器件的定額或特性與驅動數據的關系
要使得各種不同的功率電子逆變器具有可比性，首先就必須推導出器件的定額或特性與驅動數據的關系。下文敘述的方法將最大程度地利用器件手冊上的隱含信息，一個好的通用的手冊允許不專門開發仿真模型就可以實現對各種器件實現比較。正因為如此，我們可以采用近似的手段。實踐證明，這種近似很大程度上都有相當高的精度。
器件的耐壓的定額由直流母線電壓uz決定，而這通常都是決定于穩壓源或者是電池的電壓。需要的電壓定額通常是由器件上允許消耗的能量決定的。半導體器件上的功耗會引起其結溫的上升，結溫值不能超過額定。值得一提的是器件資料中給出的結溫等參數應該在下文中考慮器件的不同工作狀態推出的計算公式中得到應用。
2.1 逆變器
電機的供電通常是由采用pwm等控制方式控制的、提供三相近似正弦電流的逆變器系統。以下假設開關頻率為fr，這是由控制系統提供的恒定的頻率，其遠遠高于逆變器輸出頻率fm。有了開關頻率fr和占空比ai，在第i個開關周期器件的導通和關斷的時間就可以知道:
式(1)中給出的是功率極的一相橋臂d1/t1…d2/t2，由于三相的對稱性，下文將僅以此橋臂為例來說明。圖2給出了電機電流il1參考極性。
圖2 電機電流il1參考極性
當開關管導通的時候，由于上面存在一定的壓降，就必然會產生一定的功耗。各種器件的功耗pd如式(2)所示:
通用表達式 近似
這里對mosfet的損耗指的是其在開通流過正向或者反向電流時的損耗。在其截止的時候，電流流過其寄生二極管，此時損耗計算參照二極管的說明。不考慮功率器件的開通時間，用u0表示導通壓降，r0表示串聯阻抗。
當器件處于截止狀態的時候，其中會流過很小的漏電流。產生的反向截止損耗pb如式(3)所示:
通用表達式 近似
二極管漏電流的大小決定于其采用的技術，金屬摻雜的雙向功率器件在高溫的時候，產生的漏電流尤其大[7]，其他情況下都是可以忽略的。
工作周期中的開通、關斷能量損耗eon和eoff可用式(4)中給出的方案計算:
通用表達式中的積分應該包括整個變換時段。為了包含因正弦電流帶來的開關狀態多變的工作點，對igbt或者mosfet在工作點uce0、ic0或是uds0、id0附近的線性化成為近似的手段。通常感性開通的igbt在額定電壓的一半、額定電流、一定的驅動電阻以及高溫時的功耗在其器件資料中會有給出。其通常被用于表示在相同的邊界條件下(尤其是驅動電阻以及溫度)的功耗eoff/on(uce0，ic0)。由于驅動的波形不一樣，這里感性開通的igbt的損耗參數與平時常見的阻性開通的mosfet的給出損耗參數也是不一樣的。這里的近似考慮到了eon跟電流引起的二極管反向恢復的緊密聯系，獲得一個與電流解耦的能量損耗。uce或者uds指的是開通前或者關斷后的電壓，相對應的ic或者id則是開通后或者關斷前開關管中流過的電流。二極管關斷損耗近似到雙極性器件二極管的反向恢復損耗中去了，需要注意的是式(4)中給出的是對應于一定的條件成立的，尤其是電流下降率dif/dt和溫度。二極管的開通損耗相當小，這里就忽略不計了。還要說明的是，電壓控制型的igbt和mosfet的控制損耗一般也可以忽略不計。
第i個開關周期的一個開關上的平均功耗 可以結合式2、3、4對應與式(1)的關系得到，如式(5)所示。
假設了在第i個開關周期內，直流母線電壓uz恒定，由于fr＞＞fm從而電機的電流il1的變化就不是很明顯，用il1i來表示其大小。二極管的關斷損耗被保守地用系數1/4來估算。對稱性的作用，對開關管而言同時存在一個沒有在式5中列出的大小相同的平均功耗。
在交流源向電機供電的某個周期中，一系列的il1i階躍形成了近似正弦的輸出電流il1。相似的，占空比ai在每個開關時段都在被控制器不斷階躍化調節著。結合元件參數、一些常數如uz以及一些階躍化的量象il1i和ai，每個輸出周期內的平均功耗就可以計算出來(式6)。假設開關頻率是輸出頻率的倍數，則
是個整數:
某個輸出周期的平均功耗可以用來計算開關器件的性能參數中節點到外殼熱阻rthjc、外殼到散熱片之間熱阻rthcs以及散熱器到周圍環境熱阻rthsa的平均結溫。其值分別由tc、ts和ta表示[式(7)]。
這個結果的精確度相當高，因為輸出周期要比結溫的熱時間常數小得多(暫態熱阻的時間常數為1s左右):
否則就需要對動態進行計算，比如在電動汽車爬坡時常常可能較長時間工作在一個比較低的頻率。此時功率器件較小的熱時間常數就必須考慮過載的工作情況。如果機器較長時間處于過載運行狀態，功率部分必須預留過載裕量。
平均結溫不允許超過器件的最大額定值tjmax。這是器件驅動周期工作的可靠性所要求的。
通常這都趨向于人工計算，推薦使用[8]中給出的方法。基于計算機的計算或者仿真要比手動計算節省大量的勞動量。
2.2 斬波器
斬波器的工作與逆變器很相似:當t7導通時間，流過的電流為［如圖1和式(1)所示］。開關器件的損耗可由等式(2)求得。假設電阻中存在一個很小的寄生電感lf—通常由電纜以及線繞阻引起—那么可以用式(4)來計算t7的關斷損耗。續流電流在續流回路中d7上產生的損耗也可以由式(2)得出，在諧振時間參數比較小的時候，電流很快降為零，這就是為什么d7導通損耗并不大的原因。而且，d7不是隨著t7開通產生的硬開通，也就避免了式(4)中給出的二極管的關斷損耗和晶體管的開通損耗。由式(3)可知反向截止損耗可忽略不計。
在斬波器動作的時候，控制單元將提供一個相對恒定的占空比，以保證多余的能量能在電阻上消耗掉。這樣，在t7和d7消耗的平均功率和可以用式(9)計算出來:
在這樣的一個裝置中，如果把igbt換成mosfet，響應的功耗也可以算出來。平均功耗的引入使得式(7)中節溫的計算成為可能。
2.3 恒壓源整流器
整流器輸出電壓波形由恒壓源的電壓決定，理想的正弦波輸入，輸出波形就是一定的。電壓波形決定于實際電路，尤其是穩壓源和dc側的斬波器。穩壓源和dc側電感沒有電感或者電感較小的情況下，電流將以小于周期脈動，如果dc側的電感較大，在時間段中，dc側的電流恒定，穩壓源側出現電流波形為方波。
導通功耗可以由式(2)計算得出，整流二極管的截止損耗通常忽略不計。在沒有硬開通或者是頻率較低硬開通的影響不是很大的情況下，開關損耗也可以忽略。
倒是另外一點值得考慮的是:圖1中左側的原理圖中，如果穩壓源的電壓uz被放電到電壓為零的時候，就會產生一個給電容充電的大電流。會受到等效串聯電阻的影響從而使得變換器的速度變慢。通常這個沖擊電流ifsm是整流器選擇的最重要的要求。
3 元件的機械封裝
設計工業應用以及汽車的驅動的功率級的功率大小從幾百瓦到幾十個千瓦不等，這里也存在著不同的工藝方法。最傳統的做法是將多個分立元器件不隔離地合并到一起，例如圖3左側給出的典型to-247封裝:逆變器由6只單獨的igbt與反并二極管或者mosfet構成的開關器件組成。對于穩壓源的驅動裝置(斬波器)通常只由一只不帶反并聯二極管的igbt以及一個單獨的快速恢復二極管組成。整流器每相至少由一個二集成二極管組成。因此功率級的器件個數至少為6+2+3=11，如圖1左側所示。在一個器件的定額不夠的時候，會采取幾個并聯的方式，那樣器件的個數又會增加。所有接在對地聯接的散熱器上的器件都必須采用絕緣體隔離。固定方式大多是通過墊圈等用螺栓固定或者是彈簧夾固定。這樣存在的一個問題就是表達式(7)中的rthcs比較大，而且其中存在的器件與散熱器的比較大的耦合電容cp，會影響到電路的正常工作。而且可靠性也不是很好。如果安裝的成本不占很大比例時，那這些在高度自動化的流水線上生產出來的器件就會由于價格低成為比較好的選擇。
ixys公司推出的新型的isoplus247tm[9]封裝器件(如圖3)的外形和to-247相似，不過沒有孔，但是其內部的結構卻是大不相同。原因在于上述的銅引線被敷有銅皮(dcb)的陶瓷基座所代替。這樣器件自身隔離的實現就成為可能，熱阻rthic+rthcs就會大幅度減小，對地耦合電容也會減小到cp=30pf左右。同時由于基座與硅晶體之間的配合好，可靠性也大大提高。器件通過彈簧夾固定到散熱器上，推薦使用導熱油脂。這類器件可以用來代替傳統的to-247封裝的器件，其另外一個特性就是相對于to-247而言，由于省下一個安裝的空間可以擴充硅片的面積，從而可以有比較大的電流定額。
圖3 isoplus247tm封裝器件
圖4介紹的isoplus247tm[10]已經是一種前面介紹的邏輯衍生物，5腳isoplus i4 tm器件。其利用dcb陶瓷基座實際上相當于pcb這個條件，將多相整流橋臂集成到一起。這樣一來總共需要的器件數就減少為3+1+1個。采用上述的辦法將器件固定到散熱器上。器件的高度集成也使得變換器的性能可以得到優化，寄生參數的減小。主電路與控制電路的分開都為pcb的設計提供了方便。
圖4 isoplus i4 tm器件
dcb隔離技術早在幾年前就已經在半導體模塊中得到應用(如圖5，6，7)。圖5給出的采用dcb技術以及焊接終端的模塊已經成為工業驅動變換器的標準。它們集成度很高，包含了整個功率極或者是igbt逆變器。隨后整流器以及斬波器也采用了dcb技術(如圖6所示)。相應的汽車中需要的用溝道型mosfet組成的三相橋臂也會在不久出現集成模塊。
圖5 dcb技術以及焊接終的模塊
圖6 采用dcb技術的整流器
圖7 工業標準模塊
圖7給出的最終的工業標準的模塊由于采用了螺栓終端，適合于在大電流場合應用。對比于圖5，這里的dcb的隔離性能更佳，應用安全標準等級更高。
4 范例
第3節得出的一個結論是設計驅動變換器的技術可能性有很多，下面將詳細介紹其中一些。組成整個功率級的半導體器件以及根據2.1節中提出的方法對igbt逆變器的器件應力的計算。所涉及的器件封裝為傳統的to-247、isoplus247tm、isoplus i4tm以及工業標準模塊。選擇了具有相似硅片的器件，使得計算數值可以用于直接比較不同設計的功能以及其不足。
4.1 元器件
帶有下列器件的變換器是主要的研究對象:
to-247封裝器件(圖3左)
igbt逆變器中d1/t1…d6/t6(圖1)均由一個ixeh40n120d1(其中含有一個igbt以及一只反并二極管<圖3右起第二個>)組成。
斬波器也相應地由一個單獨地igbt開關ixeh40n120(圖3右起第三個)以及一個dsep型快恢復二極管(圖3右起第五個)組成。
整流器采用的是三個dsi型雙整流管裝置(圖3右起第四個)。
除了半導體器件的特性外考慮到散熱器絕緣墊片引起的熱阻對于結溫的計算有很重要的作用[見式(7)]。對一個采用最新材料的to-247封裝的器件，假設使用了一個厚度為110mil的絕緣層，熱阻rthic=1，則溫升為25。
isoplus247tm器件(圖3左起第二個)
其外形與to-247封裝器件相同用于設計的類別如下:
逆變器ixeh35n120d1;
斬波器:igbt ixeh40n120d1 二極管dsep…r;
整流器: dsp…r;
按照說明安裝到散熱器—建議使用導熱絕緣油脂，不建議使用散熱墊片。
isoplus i4tm器件(如圖4)
第三節所提及的集成度是集成了下列器件:
第三節所提及的集成度是集成了下列器件:
fii50-12e(如圖4，右起第二個)合并成igbt逆變器的一相橋臂d1/t1…d2/t2;
斬波器使用同樣的裝置;
整流器包括一個fuo22-12n(如圖4，右起第三個)如2.3節敘述的，允許較大的浪涌電流。
mubw25-12a7模塊(如圖5，上左)給出了最終的方案。其內部結構見圖5(下左)。
為了便于計算，使用了半導體器件手冊中給出的特性參數。式(2)給出的導通損耗的計算取了其最大值，式(3)給出的截止損耗被忽略。根據式(4)，許多邊界條件象igbt的門極電阻rg，或一定工作條件下二極管電流下降率，典型的動態特性都用在了損耗的計算上。除此之外，從節點到外表的熱阻以及外殼到散熱器的熱阻rthjc和rthcs均取了最大值。要指出的是沒有給出推薦設計的折中特性值。
4.2 逆變器的工作條件
假設了下列通用工作條件:
直流電壓值 uz=500v 400v三相交流整流而得
開關頻率 fr=16khz
散熱器溫度 ts-70℃
電機電壓 um=380v 三相pwm有三次諧波
電機功率因數 │cosφ│=0.85
電機頻率 fm=50hz (10)
在電機電動狀態的時候，結溫不允許超過tj=125℃。
相應的工作在發電狀態的時候也一樣。
在電動狀態過載運行的時候，結溫不允許超過tjmax=150℃。
這些工作點的條件是在考慮到變換器結溫限制的情況下得到的。同時考慮帶載以及過載運行的時候，應考慮后者，保證變換器過載工作處于允許條件下。
需要指出的是上述計算而得工作條件前提是且ft>>fm。
4.3 結果
下表給出了計算的結果。用第三節介紹的器件封裝的知識來對其進行一些比較。在硅晶體的容量相似情況下可得一些結果。器件的定額以及變換器所能提供的功率很大程度上決定于器件的封裝:當需要額外的絕緣墊片的時候—即使在最佳使用狀態—傳統的to-247封裝的器件所能提供的能量就小。而采用dcb集成的isoplustm封裝器件(不考慮特殊版本)則可以用于較大的定額狀態。可以預測在電動狀態igbt結溫達到最大，而在發電狀態，二極管的結溫達到最大。igbt與二極管達到最佳匹配的時候無論發電或者電動的變換器中兩者定額都相似。
5 結論
在介紹了實際應用中的計算方法以及對各種不同元器件技術的描述后，對于有相近容量硅晶體的器件做了一些比較。基于一個400v交流標稱功率10kw電機計算，得出采用to-247封裝的逆變器的成本優勢已被其可靠性低以及功率定額低所抵消了這樣一個結論。isoplus247tm與其外形相同，但其采用了dcb技術這使得可靠性和器件的功率定額都大大提高，使得其成為最佳的替代品。從isoplus i4tm可以看到進一步的發展，集成度更高，相應的逆變器的功率密度也就更高。這種模塊化方法必將使得整個功率級集成到一個器件中，良好的熱性能使得其在同等變換器中有最好的功率定額。
表:計算結果
各種不同的方法的優缺點對于一個具體的變換器中的重要性是不一樣的，比如功率范圍、可靠性或者功率密度以及象安裝性能和成本這些邊界條件。許多場合，對比于傳統的分立元件隔離分立的isoplustm封裝的器件將成為首選，而已成為工業標準高集成度的模塊則是最終的替代物。
參考文獻
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：鞏經理
：13915946763
：南京塞姆泵業有限公司
