永磁同步電機是采用稀土永磁體代替勵磁繞組所構成的一種新型同步電機。它結構簡單、體積小、重量輕、效率高、功率因數高，轉子無發熱問題，有較大的過載能力，較小的轉動慣量和轉矩脈動。
與傳統的電磁式同步電機相比永磁同步電機無需電流勵磁，不設電刷和滑環，因此結構簡單使用方便，可靠性高。同時永磁同步電機的效率比電磁式同步電機高。與鼠籠式異步電機相比，永磁同步電機具有高效節能、體積小、重量輕、功率密度高等優點，且電機轉速與頻率嚴格成正比。
電機調速的關鍵是轉矩控制，而轉矩控制的要求可以歸納為：響應快、精度高、脈動小、系統效率和功率因數高等。對于由三相永磁同步電機構成的調速系統而言，除電磁轉矩外無其它控制量可以影響電機的轉速，因此，如果能快速準確地控制轉矩，使得控制系統在負載擾動時能獲得較小的動態速降和較短的恢復時間，那么，調速系統就顧軍男1979年生；畢業于南京工業大學，研究方向為樓宇自動化、智能建筑；現為南京航空航天大學碩士研究生，研究方向為交流電機調速技術、數字控制技術。
理量，如電流、電壓磁鏈和反電動勢等信號，估計辨識電機的轉子位置，實現電機自同步運行。永磁同步電機無位置傳感器控制技術是在數字信號處理器（dsp）出現后才得以發展起來的。dsp的高速數據處理能力使無傳感器控制技術的復雜算法能得以實現。
常用的無傳感器控制技術有：模型位置估計法：先假設轉子所在位置，利用電機模型計算出在該假設位置電機的電壓或電流值，并通過與實測的電壓或電流比較得出兩者的差值，該差值正比于假設位置與實際位置之間的角度差。如果該差值減少為0則可認為此時假設位置為真實位置。
卡爾曼濾波器估計法：卡爾曼濾波器可以從隨機噪聲信號中得到最優觀測。但采用該算法計算量很大，濾波器很難確定實際系統的噪聲級別和算法中的卡爾曼益，且受電機參數的影響較大。
檢測電機相電感變化的位置估計法：利用作為位置函數的電感變化獲得位置信息。凸極的永磁同步電機比隱極的永磁同步電機在利用該方法上更有優勢。
3滑模觀測器的基本原理與實現本文所采用的無位置傳感器算法，在構成永磁同步電機矢量控制雙閉環運行時，為了便于理論分析和實際實施，需要用到整個系統的全部狀態變量。通常而言，對于一個常規的動力學系統狀態x的監測、控制與調節都是以x（t）的全部分量己知或可測量為前提的，然而實際中卻只有極少數的調節對象能夠滿足此要求，這是由于一般的系統并非所有的狀態變量都是可測量的，或者是雖然可以測量，但需要花費很大的工作量或者測量起來十分困難。然而，由于系統q維輸出量y（t）和p維控制量u（t）的全部分量通常都是可測的，因此，可以借助由這些可測量來獲得狀態變量x（t）的信息，或者即使無法精確確定x（t）也可以獲得其近似值x（t）（稱x（t）的重構量或復現量），如果它們之間的誤差x（t）=x（t）-x（t）在卜（實際應用時為觀測時間f財能趨于0問題即可解決。
通過一個狀態觀測器，利用可測的y（t）和u（t）來獲得狀態重構（復現）量x（t）并且在經過一定時間（實際應用時為觀測時間f）后能使它變得與真正的狀態變量x（t）完全相等。由此，當用狀態重構量（復現量）x（t）取代x（t）用于反饋時，就可解決全部狀態變量不可測的困難并且為系統的閉環調節創造條件。
由上述分析，假定無隨機擾動時的線性或線性化處理后的定常系統狀態空間方程有x（t）=ax（t）+bu（t）式⑴中，a、b、c為常系數矩陣（t）與u（t）假定己知（或可測），則設計的目的就是得到一個用以確定狀態變量x（t）的線性觀測器，為了獲得全部狀態變量的精確重構，在數學上要求所設計的觀測器是收斂的，也即要求滿足同時還要求其與u（t）和初始狀態x（0），也即y（0）無關。
基于三相永磁同步電機的數學模型可知，其反電勢在定子靜止兩相a坐標系統下的分量和及其基波分量為印（艮）=碎1+氣咖式（3）中由此可得由公式（5）可估算出轉子位置，進一步計算可以得到電機轉速信息。
根據前述分析，可以通過采用如所示的預估器來估算電機轉速和轉子位置。其中滑模觀測器（sm0）用于估算電機反電勢在定子靜止兩相卩坐標系統下的分量和啦濾波器用于從e.和中分別檢測出和eu信號。最后由公式（5）可估算得電機轉子位置。
由三相永磁同步電機擴展狀態方程模型，建立用于反電勢估算的smo如下在smo中，由于米用輸出誤差信號的符號函數取代了實際誤差，使得smo模塊具有高增益特征，且對參數變化具有很好的調節作用，極大地提高了整個控制系統的魯棒性。
4調速系統建模與仿真分析bookmark3永磁同步電機無位置傳感器矢量控制調速系統的控制框圖如所不，基于matlab/sinubbbb仿真的模型如所示。
可知，其構成形式為ms！無位置傳感器矢量控制調速系統框圖pmsm無位置傳感器矢量控制調速系統仿真結構圖在模型中，設定轉速為628rad/s直流母線電壓為350v，負載力矩給定值為0 2nm在004s時減少為0 1nm.其線電壓波形如所示，三相電流波形如所示；d、q軸電流如所示，電機轉速波形如所示；輸出轉矩如所示；sm0模塊估算轉子位置角如所示；sm0角度估算誤差如0所示。
pmsm無位置傳感器矢量控制輸出轉矩波形im制無位置傳感器矢量控制線電壓波形im搠無位置傳感器矢量控制svi0估算輸出角度波形pmsm無位置傳感器矢量控制三相電流波形0無位置傳感器矢量控制mo角度估算誤差波形pmsm無位置傳感器矢量控制電機轉速波形用。從和可以看出，電機輸出轉矩與交軸電流成正比，驗證了d=0電流控制策略的正確性。和0分別為smo估算的轉子位置角度及估算誤差，從圖中可以看出，smo模塊估算的轉子位置角精度較高，且當負載轉矩發生突變時，仍然具有很高的精度，在系統進入穩定運行狀態后，估算誤差很小，驗證了采用無位置傳感器矢量控制算法的可行性與正確性。
pmsm無位置傳感器矢量控制dq軸電流波形~可以看出系統在經過大約10ms的啟動時間后，進入穩定運行狀態，轉速達到設定值628rnd/s時進入穩定，三相電流也進入一個穩定值。在0 04s時使負載突變，由0 2nm突變到0 1n.m轉速降低很小，經過短時間振蕩后，仍然進入穩定運行狀態，且轉速仍然保持約628rad/s幾乎沒有變化；三相電流減小到一個新值，力矩變化對轉速影響極小，說明系統抗負載擾動能力較強且速度閉環起到了很好的調節作2公ib波形曲線3iaf、4皮形曲線由~可以看出當電機定子電流突變時，電機轉速和輸出轉矩波形產生小幅振蕩，并很快恢復到平穩運行狀態。由可知，當電機定子電流突變時，smo模塊的輸入i和將發生較大的突變，導致預估器估算的轉子位置和電機轉速與電機的實際轉子位置和轉速存在一定程度的偏差，從而使得電機產生小幅振蕩。由于smo采用滑動控制并具有高益特征，因此電機很快又恢復平穩運行狀態。
如1為采用無位置傳感器矢量控制調速系統在母線電壓為350v速度電流雙閉環運行狀態下ab兩相電流波形。由1可以看出，電流波形中含有較明顯的噪聲信號，呈周期性出現，其周期與電流有效信號周期相同。為了提高smo的估算精度，需要合理選擇電流采樣的時間點，盡可能的減小噪聲信號的影響。本文采用pwm同步方式來啟動電流采樣，并確保在零矢量作用時間段的中點時刻啟動ad，這樣可以使得采樣的電流值盡可能的接近其實際值。
1 350v速度電流雙閉環運行狀態ab兩相電流波形2為360°電角度對a、b兩相電流采樣定標后的曲線圖，3為經過claike變換后得到的波形曲線。從圖中可以看出通過pwm同步方式啟動電流采樣可以明顯的減小噪聲信號的干擾，提高電流采樣的精度，從而使得smo模塊的電流輸入具有較高的精度，預估器的角度估算與實際角度的偏差盡可能的降低，從而減小電機的振動。
采用pwm同步方式并選擇零矢量作用時間段的中點時刻啟動ad采樣可以提高電流采樣精度，而采用由smo算法實現的永磁同步電機無位置傳感器矢量控制調速系統，具有較好的穩態特性。
5結語仿真結果表明，采用由smo算法實現的永磁同步電機無位置傳感器矢量控制調速系統，具有較好的穩態特性，節省了硬件成本具有實際應用價值。
：鞏經理
：13915946763
：南京塞姆泵業有限公司
